LVDC輸入電平
低壓差分發(fā)信（LVDS）系統(tǒng)（見圖1）運行在高數(shù)據(jù)率。這些系統(tǒng)在無噪聲干擾和VCC穩(wěn)定性方面非同一般，它們?yōu)閮牲c間快速獲得數(shù)據(jù)提供一種簡易方法。LVDS系統(tǒng)其中一個設計參量是提供給LVDS驅動器輸入的信號電平。重要的是在閾值電平附近（此時驅動呂在狀態(tài)間開關轉換輸出）使LVDS驅動器的高電平和低電平輸入保持平衡（對稱）。
非對稱輸入影響
非對稱輸入影響很容易看到。如圖2所示。當輸入不在驅動器VTHRES開關轉換電平中心時，接收器輸出明顯出現(xiàn)失真。
LVDS電平規(guī)范
到3.3V LVDS線驅動器的輸入電平對于邏輯0為0.0VDC到0.8VDC、對于邏輯1為2.0VDC到3.0VDC。0.8VDC和2.0VDC之間的輸入電平公平定義，這意味著驅動的開關轉換閾值電平也未定義，但這是不難確定的。加一時鐘信號到系統(tǒng)并調節(jié)輸入電平VIH和VIL，監(jiān)視50%占空因數(shù)的接收器輸出，得到圖3所示的數(shù)據(jù)。圖3中所示的VTHRES值是從VIH和VIL輸入電平計算的。注意，這可看做為輸入靈敏度，不僅僅適合LVDS驅動器，也適合整個LVDS系統(tǒng)。計算結果表明接近1.35VDC的VTHRES與數(shù)據(jù)（或時鐘）率無關。
幅度和補償
圖4示出當輸入電平正在輸入閾值中心時的驅動器輸出。通道1波形（接近52%占空因數(shù)）是VIH=2.35VDC和VIL=0.35V時的驅動器輸出，這靠近1.35V閾值附近的中心。注意，圖4中通道2波形（接近60%占空因數(shù)）。這示出對輸入VIH=2.5VDC和VIL=0.5VDC的驅動器輸出響應。這仍然為2.0Vpp幅度，但中心在1.5VDC。結果是在輸出稍微"不對稱"。邏輯1寬度增加大約640psec，這是靠犧牲邏輯0的寬度。
當采用脈沖分布時，這種不對稱不是問題，因為上升和下降沿是清楚和穩(wěn)定的。高速時鐘信號是相當滿意的方波（50%占空因數(shù)），但當傳送數(shù)據(jù)（此例為200Mbps)時這種不對稱可能成為問題。在200Mbps，每個數(shù)據(jù)位應為5ns寬，圖4結果示出通道2波形0位為4.36ns（5.0ns～0.64ns）寬、1位為5.64ns（5.0ns+0.64ns）寬。0和1之間的差為1.28ns，對于VIH=2.5VDC和VIL=0.5VDC，這很符合規(guī)格要求。
只要輸入處在輸入閾值中心附近，其輸出將保持正確的占空因數(shù)和位寬度。在圖5中，通道1是當輸入幅度為1.5VDC、補償為1.35VDC（VIH=2.1VDC，VIL=0.6VDC)時的驅動器輸出。通道2是輸入幅度降到0.5VDC、補償1.35VDC不變化（現(xiàn)在VIH=1.85V，VIL=0.85V)時的驅動器輸出。對于傳播延遲或驅動器占空因數(shù)漂移沒有明顯的不同。這些輸入電平不滿足LVDS規(guī)格，但工作很好。
為什么占空因數(shù)變化
此問題的答案示于圖6。在圖6（A）中，輸出電平在閾值中心之上，這導致正占空因數(shù)增加。在圖6（B）中，輸入處在閾值中心處，使占空因數(shù)為50%/50%。在圖6（C）中，輸入電平中心低于閾值，導致正占空因數(shù)減小。圖6（C）也示出驅動器對輸入信號的響應。對于NR2數(shù)據(jù)流、占空因數(shù)的變化轉換為0和1寬度之間的差。
閾值調節(jié)
閾值不能調節(jié)，但輸入電平可調節(jié)。圖3中數(shù)據(jù)表明：甚至在高發(fā)信率，LVDS驅動器的輸入靈敏度大約為300mV（小于較慢的發(fā)信率）。這意味著在驅動器輸入加上一個電阻分壓器來調節(jié)輸入信號是可能的。
筆者用VIH=3.5V和VIL=0.5VDC（幅度=3.0V，補償=2.0VDC）仿真100MHz時鐘分配系統(tǒng)。為使補償電壓降到接近驅動器的閾值電壓，加入圖7所示的電阻器分壓器網(wǎng)絡。
該分壓器使補償從2.0V降到1.4V，非常接近于驅動器閾值電壓。它也使輸入幅度降低30%，使VIH=2.46VDC和VIL=0.35VDC。
在任何傳輸系統(tǒng)中，到驅動器的輸入電平是影響線接收器信號輸出質量的因素之一。對于任何驅動器，RS-422，LVDS，SCSI等都是這樣。
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